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 Ao projetar o diagrama do circuito de clock para um microcontrolador, se um oscilador de cristal ativo for usado como fonte de clock, um resistor de algumas dezenas de ohms é geralmente adicionado à sua saída. Este resistor serve principalmente aos seguintes propósitos:1. Adaptação de ImpedânciaQuando a impedância de saída do oscilador de cristal ativo não corresponde à impedância da linha de transmissão da placa de circuito impresso (geralmente 50 Ω), pode ocorrer reflexão do sinal, causando sobretensão e oscilações. Ao adicionar um resistor de 33 Ω em série na fonte (formando uma adaptação de 50 Ω com a resistência interna do oscilador de cristal de aproximadamente 20 Ω), os sinais refletidos podem ser absorvidos, reduzindo o coeficiente de reflexão.2. Redução das EMIsO sinal de saída de um oscilador de cristal ativo é uma onda quadrada. As bordas íngremes e a oscilação de alta frequência resultante geram uma grande quantidade de ruído de alta frequência, que se irradia para fora, causando problemas de compatibilidade eletromagnética (CEM) e podendo afetar outras partes do sistema ou resultar em reprovação nos testes de CEM. O resistor em série suaviza as bordas do sinal, reduzindo os componentes de alta frequência e, consequentemente, a radiação eletromagnética (EMI). Esta é uma medida de supressão de EMI eficaz e de baixo custo.3. Limitação da corrente de saída do oscilador de cristal e proteção do estágio de saídaO circuito de saída de um oscilador de cristal ativo geralmente tem capacidade limitada. Se a capacitância de entrada da carga subsequente for grande, ou se ocorrer um curto-circuito acidental (embora raro), uma grande corrente instantânea de carga e descarga será gerada no momento da transição da onda quadrada (corrente de carga i = C * dv/dt). O resistor em série pode limitar essa corrente de pico, reduzindo a carga no estágio de saída interno do oscilador de cristal, proporcionando um certo grau de proteção e melhorando a confiabilidade do sistema.

A função de um TVS (Supressor de Tensão Transitória) é proteger circuitos eletrônicos contra danos causados ​​por sobretensões transitórias (como descargas atmosféricas e eletrostáticas). Ele garante a segurança do circuito limitando e desviando rapidamente a energia da sobretensão. No projeto de um circuito de proteção TVS, um resistor é geralmente conectado em série, como mostrado na Figura 1, onde um resistor de 22 Ω é conectado em série com as linhas de recepção e transmissão do circuito da interface de comunicação RS232. O TVS é conectado em série com o resistor para absorver energia durante eventos de sobretensão, protegendo o circuito e limitando a corrente. Essa configuração garante que, quando o circuito é ameaçado por uma sobretensão transitória, o TVS possa intervir rapidamente e absorver a sobretensão de forma eficaz, protegendo assim outros componentes do circuito contra danos. Ao mesmo tempo, o resistor em série regula ainda mais a magnitude da corrente, evitando que o TVS seja danificado por corrente excessiva enquanto absorve a sobretensão.Figura 1 Interface de comunicação RS232Existem geralmente duas maneiras de conectar um TVS a um resistor em série: uma é posicionar o resistor após o TVS, como mostrado na Figura 2, e a outra é conectar o resistor antes do TVS, como mostrado na Figura 3. Esses dois métodos variam dependendo do cenário de aplicação. O método de conexão frontal pode reduzir a corrente de pico, enquanto o método de conexão traseira pode realizar a divisão de tensão secundária e a limitação de corrente de forma mais eficaz.Figura 2Figura 3No circuito mostrado na Figura 2, o dispositivo TVS absorve inicialmente a maior parte da corrente de pico. Posteriormente, qualquer tensão ou corrente residual restante é dividida e limitada novamente pelo resistor R2. Este projeto protege a carga a jusante de forma mais eficaz. No entanto, se a impedância da carga a jusante for muito maior que a do resistor R2, o efeito de divisão de tensão e limitação de corrente torna-se relativamente pequeno, e a função do resistor R2 é consideravelmente reduzida. No circuito mostrado na Figura 3, considerando a magnitude da corrente de irrupção, se o surto for pequeno, um resistor de potência adequada pode ser selecionado e colocado antes do TVS. Dessa forma, o resistor absorverá uma pequena porção da corrente, reduzindo assim a corrente de irrupção (IPP). Consequentemente, a tensão de fixação (Vc) do TVS também diminuirá, aumentando ainda mais o efeito de proteção na carga a jusante.

O RS485 é amplamente utilizado em diversos campos, como instrumentos industriais inteligentes e equipamentos de comunicação, devido à sua forte capacidade anti-interferência e baixo custo. No entanto, os ambientes industriais são complexos e sujeitos a severas interferências eletromagnéticas. Os sistemas RS485 não isolados apresentam as seguintes desvantagens:(1) Em ambientes externos ou industriais, descargas atmosféricas e comutação de energia podem gerar surtos transitórios de alta tensão, que podem facilmente danificar o circuito de back-end;(2) Quando vários dispositivos compartilham o barramento RS485, uma falha em um nó (como um curto-circuito) pode causar a falha de todo o barramento;(3) Quando a distância entre os nós de comunicação 485 for muito grande (maior que 50 metros), o terra de referência de cada nó é conectado ao terra local. Quando houver uma grande diferença de tensão entre os terras em ambas as extremidades, o potencial de terra será sobreposto na linha de sinal como uma tensão de modo comum, que pode exceder a faixa de tensão de modo comum que a porta pode suportar, afetando a comunicação normal ou até mesmo danificando o circuito de backend;(4) Quando os planos de terra entre nós de comunicação 485 distantes são conectados usando cabos (como cabos blindados 485), o fio terra formará um loop de terra com a terra, acoplando ruído de modo comum externo e gerando correntes de loop de terra, o que pode causar falha em todo o sistema de circuito.Se esses fatores desfavoráveis ​​existirem, ou se as normas de segurança exigirem isolamento elétrico entre dispositivos para evitar vazamentos ou faíscas que causem riscos, uma solução RS485 isolada deve ser considerada. Um circuito RS485 isolado adiciona recursos de isolamento elétrico ao circuito não isolado, resultando em maior resistência a interferências e estabilidade do sistema. A obtenção de isolamento em um circuito RS485 requer o uso de dispositivos de isolamento, como optoacopladores, isoladores magnéticos e chips de isolamento. Os optoacopladores são os dispositivos de isolamento mais comumente usados ​​e são relativamente baratos. A velocidade do optoacoplador deve atender aos requisitos de taxa de transmissão; geralmente, optoacopladores de alta velocidade são usados ​​para isolamento elétrico RS485, e um módulo de isolamento CC-CC é necessário para fornecer energia independente ao nó. A Figura 1 mostra uma solução de isolamento elétrico RS485 de baixo custo.

RS232 (também conhecido como EIA RS-232) é um dos padrões de interface de comunicação serial mais utilizados. Ele usa comunicação full-duplex e requer três linhas: terra, transmissão e recepção. O RS-232 é adequado apenas para comunicação ponto a ponto entre dispositivos. Devido ao seu sinal de terminação única, possui baixa capacidade de rejeição de interferências. Portanto, o RS232 melhora a rejeição de interferências e aumenta a distância de transmissão elevando o nível de tensão. O RS232 utiliza níveis lógicos negativos, com um nível lógico 0 de [3, 15]V e um nível lógico 1 de [-15, -3]V.A distância máxima de transmissão do padrão RS232 é afetada por diversos fatores, dependendo principalmente da taxa de transmissão, das características do cabo, da capacidade de acionamento do chip e das características de transmissão do sinal.1. Taxa de transmissãoA distância de transmissão é inversamente proporcional à taxa de transmissão (baud rate). Quanto maior a taxa de transmissão, maior a atenuação e a distorção do sinal.Com uma taxa de 19,2 kbps, a distância normalmente não ultrapassa 15 metros.Com uma taxa de 9,6 kbps, a distância pode chegar a 30-50 metros.Com taxas de transmissão tão baixas quanto 1,2 kbps, pode alcançar 300 metros (com outras condições otimizadas).2. Características do CaboO padrão RS232C especifica que o driver pode ter uma carga capacitiva de 2500 picofarads. Ao usar um cabo de comunicação com capacitância de 150 picofarads por metro, a distância máxima de comunicação pode atingir 15 metros. Se a capacitância por metro do cabo for reduzida, a distância de comunicação pode, teoricamente, ser aumentada proporcionalmente.3. Capacidade de acionamento de chipsOs primeiros chips tinham capacidades de acionamento mais fracas, enquanto os chips modernos (como o MAX232) podem suportar distâncias maiores com correntes de acionamento que chegam a 1mA.4. Características de transmissão de sinal• O RS232 utiliza um método de transmissão de sinal de terminação única, que apresenta problemas como ruído de terra comum e a incapacidade de suprimir eficazmente a interferência de modo comum, limitando ainda mais a sua distância de transmissão. A utilização de cabos blindados para reduzir a interferência eletromagnética externa também pode aumentar a distância de transmissão.Em aplicações práticas, as linhas de comunicação RS232 são geralmente usadas para comunicação de curta distância, dentro de 20 metros.

In industrial applications, to accurately measure temperature values, we typically use a PT100 bridge circuit to sample and convert resistance changes into voltage changes. To obtain different measurement ranges, the sampling resistors are divided into 100 ohms and 50 ohms. Method 1 and Method 2 are the measurement calculation formulas for PT100. The specific differences are as follows: Method 1: (PT100) Reference resistor R3 = 100Ω. This method cannot measure temperatures below zero. The measurement temperature range of Method 1 is >= 0℃. Substitute the values: R1 = R2 = 2000Ω; R3 = 100Ω; R4 = R; Let the measured voltage VT = VTP - VTN as Remove the denominator, Refine expressions Vref is the reference voltage acquired by the AD converter, and VT is the measured voltage. Method 2: (PT100) Reference resistor R3 = 50Ω, measuring resistance offset downwards by 50 ohms, measuring temperature range >=-125℃. Substitute the values: R1 = R2 = 2000Ω; R3 = 50Ω; R4 = R; Let the measured voltage VT = VTP - VTN Remove the denominator, Refine expressions Vref is the reference voltage acquired by the AD converter, and VT is the measured voltage.   Through the calculation process above, we obtained the calculated resistance value of the PT100 by measuring the sampled voltage. To ultimately obtain the relationship between resistance and temperature, typical methods include table lookup and iterative methods.

No circuito de reset do STM32 mostrado na Figura 1, um diodo de comutação é geralmente conectado em paralelo com o terminal resistivo do circuito de reset RC. A principal função desse diodo é acelerar a liberação da carga do capacitor.Figura 1 Circuito de reset do STM32Figura 2. Circuito de descarga do circuito de reset do STM32Em um circuito de reset RC, um diodo de descarga é indispensável, sendo sua principal função a descarga rápida. Quando a energia é desligada ou ocorre uma queda momentânea de energia devido a interferência, a carga armazenada no capacitor precisa ser liberada por algum caminho para garantir o reset adequado na próxima vez que a energia for ligada. Sem um diodo, quando o pulso de interferência da queda de energia é curto, o capacitor descarrega através do resistor R1, que possui uma alta resistência, resultando em uma baixa velocidade de descarga. O circuito RC não consegue descarregar completamente no momento da falha de energia, e o sistema não consegue reiniciar automaticamente após o restabelecimento da energia. A interferência da queda momentânea de energia pode fazer com que o programa pare de funcionar normalmente, levando a um comportamento errático ou à entrada em um loop infinito. A adição de um diodo fornece um caminho de descarga rápida para o capacitor. Devido à baixíssima resistência de condução do diodo, como mostrado no caminho de descarga do circuito de reset do STM32 na Figura 2, a carga no capacitor C1 descarrega rapidamente através do diodo D1, garantindo a estabilidade e a confiabilidade do circuito de reset. Quando a energia é desligada, o capacitor descarrega rapidamente para o terra através do diodo. Quando a energia é restaurada, o capacitor já está completamente descarregado e pode iniciar imediatamente o processo de carga, acionando a operação de reinicialização. Esse processo de descarga rápida garante que o circuito de reinicialização possa retornar rapidamente ao seu estado inicial após uma queda de energia ou fornecimento de energia anormal.

Ao projetar circuitos de fontes de alimentação chaveadas, normalmente calculamos a ondulação de saída usando a seguinte fórmula:Se o capacitor utilizado for um MLCC (Capacitor Cerâmico Multicamadas), sua ESR (Resistência Série Equivalente) é desprezível devido ao seu valor muito baixo. Portanto, com base na tensão de entrada/saída, na frequência de comutação e na ondulação desejada, a capacitância pode ser calculada utilizando a seguinte fórmula:No entanto, o valor da capacitância calculado usando a fórmula acima resultou em uma ondulação de saída maior durante os testes reais. Por quê? Isso ocorre porque os capacitores MLCC (capacitores cerâmicos multicamadas) têm uma característica de polarização CC: aplicar uma tensão CC ao capacitor reduz sua capacitância. A Figura 1 abaixo mostra a característica de polarização CC do capacitor de 22uF/10V da Murata.Figura 1Como se pode observar, quando uma tensão CC de 5V é aplicada ao capacitor, sua capacitância é reduzida para aproximadamente 50% do seu valor inicial. A característica de polarização CC dos capacitores MLCC é muito pronunciada; quanto maior a capacitância, mais rapidamente ela diminui com o aumento da tensão, o que deve ser considerado no projeto do circuito. Geralmente, as características de polarização CC dos capacitores MLCC apresentam as seguintes características: ① Quanto maior a capacitância, mais pronunciada será a característica de polarização; a capacitância diminui mais com o aumento da tensão. ② Para capacitores com a mesma capacitância, mas com diferentes classificações de tensão, a capacitância diminui aproximadamente da mesma forma sob a mesma tensão (não existe capacitor com uma classificação de tensão alta que diminua menos). ③ Para capacitores com a mesma capacitância e tensão nominal, quanto maior o encapsulamento, mais lentamente a capacitância diminui. A degradação da capacitância dos MLCCs é uma realidade objetiva. O projeto deve ser baseado na capacitância sob a tensão de polarização real, e não na capacitância nominal. Por exemplo, se um circuito requer um capacitor de 10 µF e um MLCC do tipo X7R (classificado para 10 V) é selecionado, com uma tensão de polarização real de 5 V (ponto em que a capacitância decai em aproximadamente 50%), então dois capacitores com capacitância nominal de 10 µF devem ser conectados em paralelo para garantir que a capacitância real atenda ao requisito.

Em um conversor chaveado abaixador, a corrente de pico teórica que o indutor de potência pode suportar é I.L,PK=(1+r/2)×IFORAEste é o critério para o valor mínimo da corrente nominal ou corrente de saturação do indutor de potência. O valor real selecionado deve ser maior que o valor teórico da corrente de pico.Uma vez determinados o valor da indutância e outras condições do indutor de potência, a corrente de pico real do indutor é I.pico = Eufora,máx + ∆I_L/2 (onde ∆I_L é a corrente de ondulação real no indutor após a determinação do valor da indutância).A fórmula para calcular o valor mínimo do indutor de potência em um circuito BUCK é a seguinte:Onde VEM, MÁXIMO é a tensão máxima de entrada que o circuito BUCK precisa suportar, VFORA é a tensão de saída típica, FSW é a frequência de comutação, ISAÍDA, MÁXIMO é a corrente de carga máxima que precisa ser suportada, e r é o coeficiente de ondulação da corrente, que normalmente é definido entre 0,3 e 0,5.A fórmula acima serve de base para determinar o valor mínimo da indutância de potência no conversor buck. O valor real não deve ser inferior ao valor calculado teoricamente; caso contrário, a corrente de ondulação real e outros parâmetros do circuito não atenderão aos valores-alvo definidos no projeto.Transformando a fórmula acima, obtemos a fórmula para calcular o valor mínimo da indutância de potência, conforme mostrado abaixo:Portanto, pode-se observar que a tensão de entrada VIN é diretamente proporcional à indutância L; quanto maior a tensão de entrada (a tensão máxima de entrada que precisa ser suportada é V), maior será a tensão de entrada VIN.EM, MÁXIMO), quanto maior for a indutância necessária.Se o circuito BUCK projetado precisar suportar apenas o valor típico de tensão de entrada VEM, TÍPICOOu seja, se a tensão de entrada for um valor fixo, o cálculo da indutância de potência mínima mencionada anteriormente também pode usar V.EM, TÍPICO.

Figura 1. Topologia do conversor BUCK não síncronoA Figura 1 mostra a topologia de um conversor BUCK assíncrono. Os circuitos integrados de conversores BUCK assíncronos normalmente integram apenas o MOSFET de alta tensão internamente. Um diodo de roda livre precisa ser instalado entre o pino SW e o GND como caminho de roda livre para o indutor de potência quando o MOSFET de alta tensão estiver desligado.A seleção do diodo de roda livre deve atender pelo menos aos seguintes dois critérios rígidos (1)(2) e dois critérios de otimização (3)(4):(1) A tensão de operação reversa VRRM do diodo de roda livre deve ser igual ou maior que a tensão máxima de entrada VIN(máx).(2) A corrente de condução direta IF(AV) do diodo de roda livre não deve ser inferior a Iout(max)*(1-D), onde D é o ciclo de trabalho do conversor buck e Iout(max) é a corrente de carga máxima que o conversor buck pode suportar. Para uma seleção mais rigorosa da capacidade de sobrecorrente do diodo de roda livre, pode-se selecionar um valor maior ou igual à corrente de pico no indutor IOUT+(ΔIL)/2.(3) Quanto menor a queda de tensão direta VF, menor a perda de potência causada por esse parâmetro e maior a eficiência energética. (4) Quanto mais rápida a comutação do estado ligado para o estado desligado (menor o tempo de recuperação reversa trr), menor a perda de recuperação reversa e maior a eficiência energética, melhor.Os diodos de barreira Schottky (SBDs) são escolhas ideais para diodos de roda livre devido à sua pequena queda de tensão direta e rápido tempo de recuperação reversa (tipicamente dezenas de nanossegundos ou até mesmo alguns nanossegundos), reduzindo as perdas de potência no diodo de roda livre.Para projetar um conversor CC-CC abaixador com uma faixa de tensão de entrada CC de 9 a 36 V, uma tensão de entrada típica de 12 V, uma tensão de saída de 5 V e uma capacidade de carga máxima de 5 A, um diodo Schottky com tensão reversa de operação de 40 V e corrente direta superior a 5 A foi selecionado, pois sua tensão máxima de entrada é de 36 V. Como mostrado na Figura 2, o diodo Schottky SS54 apresenta uma tensão reversa de operação de 40 V, uma corrente retificada média de 5 A e uma queda de tensão direta máxima de 0,55 V com uma corrente direta de 5,0 A, atendendo aos requisitos do circuito.Figura 2. Parâmetros elétricos do diodo Schottky SS54Quando a tensão de entrada é de 12 V (valor típico), o ciclo de trabalho é de 5/12 (valor típico) e a corrente média que flui pelo diodo de roda livre é de 5,0 A * (1 - 5/12) = 2,917 A. Quando a tensão de entrada atinge o valor máximo de 36 V, o ciclo de trabalho é de 5/36 (valor mínimo) e a corrente média máxima que flui pelo diodo de roda livre é de 5,0 A * (1 - 5/36) = 4,3 A. Conforme mostrado na Figura 3, o diodo D3 (SS54) no exemplo de projeto de circuito TPS54360DDAR é o diodo de roda livre selecionado.Figura 3. Exemplo de projeto de circuito TPS54360DDAR 

O artigo anterior mencionou que, para suprimir a influência de ruídos de alta frequência, o circuito de amostragem de corrente de 4-20 mA precisa de um filtro passa-baixa RC antes da amostragem do ADC. O circuito do filtro passa-baixa RC mostrado na Figura 1 foi adotado, onde R2 é 1,6 kΩ e C1 é 0,1 µF. Assim, a frequência de corte fc é de aproximadamente 1 kHz.Figura 1 Filtro passa-baixa RCA análise a seguir examina sua capacidade de supressão de ruído por meio de cálculos práticos, usando um sinal de 200Hz na banda e um sinal de ruído de 5kHz fora da banda como exemplos para calcular sua resposta de amplitude-frequência.A saída de um divisor resistivo típico é mostrada na Figura 2.Figura 2: Saída do divisor de tensão resistivoO filtro RC utiliza uma estrutura equivalente, substituindo R2 por um capacitor. Primeiramente, substituímos R2 pela reatância capacitiva (XC) do capacitor, obtendo a expressão de saída do divisor de tensão RC conforme mostrado na Figura 3: Figura 3. Saída do divisor de tensão resistor-capacitorA expressão para a reatância capacitiva do capacitor é a seguinte:Figura 4. Expressão para a reatância capacitiva de um capacitorNo exemplo de projeto acima, R ≈ 1600Ω e C = 100nF. Assumimos que a amplitude de VIN é 1V e calculamos a amplitude de VOUT usando uma frequência de onda senoidal de 200Hz (Figura 5):Figura 5Os resultados dos cálculos na Figura 5 mostram que a amplitude do sinal de 200 Hz permanece essencialmente inalterada, o que está de acordo com a expectativa de manter a amplitude do sinal sem atenuação enquanto se suprime o ruído. A seguir, vejamos como o filtro atenua com sucesso o componente de ruído de 5 kHz (Figura 6).Figura 6Os resultados dos cálculos na Figura 6 mostram que a amplitude do ruído é de apenas cerca de 20% do seu valor original, o que demonstra que o efeito de supressão do ruído fora da banda é significativo.

Frequentemente vemos o circuito ilustrado na figura abaixo em comunicações CAN: o resistor de terminação CAN não utiliza diretamente 120 ohms. Em vez disso, um capacitor aterrado é adicionado entre dois resistores de 62 Ω para "dividir" o resistor de terminação em duas partes, o que é conhecido como método de terminação dividida.Figura 1 Circuito de interface do barramento CANEste método de conexão é bastante sofisticado; ele reduz eficazmente a interferência externa no sinal diferencial. O barramento CAN transmite sinais diferenciais, que geralmente são altamente resistentes à interferência de modo comum. No entanto, para projetos de alta confiabilidade, o barramento CAN deve suportar uma variedade de ambientes adversos. Interferências de pico de modo comum de alta amplitude no barramento podem danificar os circuitos aterrados dentro do transceptor CAN, tornando necessária a supressão de interferência. O método mais simples e eficaz para suprimir essa interferência é usar um filtro passa-baixa RC. Isso envolve dividir o resistor de terminação de 120 Ω em dois resistores de 62 Ω conectados em série, com um pequeno capacitor conectado ao terra entre os dois resistores. Isso cria um filtro passa-baixa RC em cada uma das duas portas de transmissão diferencial, CANH/CANL, no barramento CAN. A frequência de corte de um filtro passa-baixa RC é Fc = 1/(2πRC), portanto C = 1/(2πRFc). Isso significa que o valor do capacitor está relacionado à frequência de corte da transmissão do sinal. A escolha do capacitor é geralmente determinada pela taxa de transmissão (baud rate). Para uma taxa de transmissão de 500 kHz, escolhemos uma frequência de corte de 500 kHz. A fórmula para o cálculo da capacitância é:C = 1/(2πRFc) = 1/(2π*500000*62) = 5,13nF. Um capacitor de 4,7nF, que é próximo do valor comumente usado, é suficiente.O barramento CAN utiliza terminação dividida para filtrar de forma mais eficaz o ruído de modo comum de alta frequência, melhorando a estabilidade da comunicação em ambientes industriais complexos.  

Na utilização prática do barramento CAN, conforme ilustrado na Figura 1, é necessário conectar um resistor de 120 Ω em ambas as extremidades do barramento. Qual a justificativa para o uso de um resistor de 120 Ω?Figura 1A seguir, tomamos como exemplo para análise o diagrama da arquitetura interna do TJA1044.Figura 2A característica do barramento CAN é que o sinal dominante representa 0 e o sinal recessivo representa 1. Quando o barramento está em sinal recessivo, ambos os transistores superior e inferior, Q1 e Q2, dentro do TJA1044, estão desligados, deixando CANH e CANL inativos com uma diferença de tensão de 0V. Quando o barramento está em sinal dominante, ambos os transistores superior e inferior, Q1 e Q2, dentro do TJA1044, estão ligados, criando uma diferença de tensão entre CANH e CANL. Se não houver carga no barramento e ele estiver em sinal recessivo, a resistência diferencial do barramento será muito alta, fazendo com que mesmo uma energia externa mínima faça com que o barramento se torne dominante. Isso ocorre principalmente porque a tensão de limiar mínima para sinal dominante em transceptores típicos é de apenas cerca de 500mV. Portanto, para melhorar a imunidade do barramento a interferências, é necessário um resistor de terminação. No entanto, esse resistor deve ser mantido o mais baixo possível (e também para evitar corrente excessiva). Além disso, a capacitância parasita no barramento também deve ser considerada. Quando o barramento está dominante, o capacitor carrega e, quando está recessivo, descarrega. Se o barramento não tiver resistores em paralelo, a descarga só poderá ocorrer através dos transceptores em ambas as extremidades. Isso afeta o tempo de transição entre os dois estados (recessivo e dominante), resultando em anomalias na forma de onda (ascensão), como mostrado na Figura 3. Quando um sinal encontra uma descontinuidade de impedância em um caminho de transmissão de alta velocidade, ocorre reflexão do sinal, que chamamos de descontinuidades de impedância. A adição de resistores terminais pode eliminar ou reduzir o impacto dessas reflexões. Os resistores terminais absorvem a energia do sinal, impedindo sua dispersão no barramento. Então, por que 120 Ω? Na verdade, a norma ISO 11898-2 define claramente 120 Ω como o valor de resistência mais adequado, determinado por meio de extensos testes experimentais.Figura 3Se você quiser verificar qual o valor da resistência terminal do barramento necessário em um projeto real, pode testá-la usando o método mostrado na Figura 4 abaixo.Figura 4Conecte um resistor ajustável em paralelo ao barramento e ajuste-o até que a forma de onda quadrada permaneça sem distorção. Ao selecionar a potência do resistor terminal, a condição de curto-circuito da interface deve ser levada em consideração. Isso significa que, em caso de curto-circuito, a corrente fluirá diretamente de CANH para CANL. No entanto, a corrente que um transceptor CAN típico pode suportar é de apenas dezenas de mA (devido às medidas internas de limitação de corrente do transceptor). Por exemplo, o TJA1044 suporta apenas 50 mA. Com base em P = I² * R, obtemos 50 mA * 50 mA * 120 Ω = 0,3 W. Portanto, a potência do resistor selecionada é de 0,25 W, que é a potência comum do encapsulamento 1206.