Hardware

A regulação de carga refere-se à variação na tensão de saída quando a corrente de carga é ajustada de um valor mínimo para um valor máximo, enquanto a tensão de entrada permanece inalterada. Ou seja, é a capacidade de manter uma tensão de saída estável quando a corrente de carga varia de forma constante. É um indicador de regime permanente. O indicador de regulação de carga na saída é geralmente expresso em mV na especificação do LDO. Pela definição, pode-se observar que quanto menor a regulação de carga, melhor. Quando a corrente de carga muda repentinamente, quanto menor a variação na tensão de saída, melhor o desempenho do LDO.Para fontes de alimentação LDO, a tensão de saída varia de acordo com a corrente de carga. Por exemplo, supondo que a corrente de carga de um determinado LDO varie de 10 mA para 300 mA, a tensão de saída varia de 3,3 V para 3,28 V. Ou seja, quando a corrente de carga é de 10 mA, a tensão de saída é de 3,3 V; quando a corrente de carga é de 300 mA, a tensão de saída é de 3,28 V. Se a regulação da carga for expressa em mV, temos 3,3 V - 3,28 V = 0,02 V = 20 mV. Isso significa que, quando a corrente de carga está entre 10 mA e 300 mA, a variação máxima da tensão de saída não excede 20 mV.Capacitores de saída de diferentes tamanhos apresentam diferentes taxas de regulação de carga. Quanto maior o capacitor de saída, mais estável será a tensão de saída.Na figura abaixo, quando a corrente verde Iout aumenta repentinamente, a saída do LDO apresenta uma queda, que representa a taxa de regulação de carga.

A Taxa de Rejeição da Fonte de Alimentação (PSRR, na sigla em inglês) refere-se à relação entre a tensão de ondulação de entrada e a tensão de ondulação de saída, em decibéis (dB), e sua expressão é:A importância do PSRR reside na quantificação do grau de transmissão das variações na potência de entrada para a saída. Por exemplo, se o PSRR de um determinado circuito for de 60 dB, então, para cada variação de 1 V na tensão de entrada da fonte de alimentação, a saída flutuará apenas 1 mV. Esse indicador é particularmente importante em circuitos analógicos (como amplificadores operacionais e reguladores de tensão), pois o ruído na fonte de alimentação pode levar diretamente à distorção do sinal ou à degradação do desempenho do sistema.Os fatores que afetam a PSRR (Rejeição de Ruído de Fonte de Alimentação) da fonte de alimentação LDO não estão relacionados apenas à frequência de ondulação, mas também à corrente de carga, à diferença de tensão entre entrada e saída e ao valor da capacitância do capacitor de saída. Especificamente, isso se reflete no seguinte: quanto menor a queda de tensão, maior a corrente de carga, maior a frequência e menor o capacitor de saída, menor será a PSRR. Portanto, quando se exige uma alta taxa de rejeição de modo comum, é necessário aumentar adequadamente a diferença de tensão, aumentar o capacitor de saída e reduzir a corrente de carga. A Figura 1 mostra um diagrama esquemático da relação entre a PSRR e a frequência do chip de fonte de alimentação LDO AP2210. A partir do diagrama, pode-se observar que sua PSRR pode atingir 75 dB em baixa frequência.Figura 1: PSRR vs. FrequênciaNormalmente, a fonte de alimentação LDO possui uma alta taxa de rejeição de ruído (PSRR), resultando em baixa ondulação na saída. Portanto, ao projetar o circuito de alimentação de um sensor, especialmente sensores com saída analógica, para garantir a precisão do sensor, geralmente utiliza-se uma fonte LDO de baixo ruído e baixa ondulação. A ondulação na saída de uma fonte de alimentação chaveada é alta e bastante afetada pela carga. Em termos de eficiência, a fonte de alimentação chaveada é superior à LDO e gera menos calor. Por isso, geralmente utiliza-se a fonte de alimentação chaveada em conjunto com a LDO, aproveitando a alta taxa de rejeição de ruído (PSRR) da LDO para suprimir a ondulação na saída da fonte chaveada.

Para evitar que o usuário da fonte de alimentação conecte acidentalmente o cabo de alimentação de forma incorreta, causando a queima da fonte, geralmente é necessário um circuito anti-inversão na entrada da fonte. Ao mesmo tempo, para garantir que a tensão de entrada permaneça dentro de uma faixa segura, também é preciso protegê-la contra sobretensão.O circuito mostrado na Figura 1 realiza a função integrada de proteção contra inversão de polaridade e sobretensão.Sua função de proteção contra sobretensão é analisada da seguinte forma: Quando Vin está na faixa normal de tensão de entrada, o regulador de tensão Z1 não apresenta ruptura reversa, a corrente em R2 e R3 é basicamente 0, o Vbe O nível lógico do transistor P1 é 0, ou seja, o transistor PNP não está ligado, e a tensão Vgs O estado do transistor PMOS Q1 é determinado pelo divisor de tensão formado pelos resistores R4 e R5. Quando Vgs é maior que o limiar de condução, o transistor PMOS é ativado, ou seja, a fonte de alimentação funciona normalmente; quando a tensão de entrada Vin é maior que a tensão de entrada normal, nesse momento Vin>Vbr, o regulador de tensão está em curto-circuito, o transistor PNP Q1 é ligado, VCE≈0, ou seja, o Vgs A tensão do transistor PMOS é ≈0 e o transistor PMOS é desligado, ou seja, a proteção contra sobretensão é alcançada.A função de proteção contra inversão de polaridade é analisada da seguinte forma: a proteção contra inversão de polaridade na entrada é realizada pelo transistor NMOS Q2. Quando o polo positivo da fonte de alimentação é aplicado através de Vin, a tensão de porta Vgs O nível alto do transistor NMOS Q2 ocorre quando Q2 está ligado. Nesse momento, Q2 é ativado, formando um circuito fechado com Q1, a carga RL e Q2, e o circuito funciona normalmente. Quando a polaridade da fonte de alimentação é invertida a partir do terminal negativo, Q2 é desligado, todo o circuito é interrompido e o circuito para de funcionar, desempenhando assim a função de proteção contra inversão de polaridade.

Para evitar que o usuário da fonte de alimentação conecte acidentalmente o cabo de alimentação de forma incorreta, causando a queima da fonte, geralmente é necessário um circuito anti-inversão na entrada da fonte. Ao mesmo tempo, para garantir que a tensão de entrada permaneça dentro de uma faixa segura, também é preciso protegê-la contra sobretensão.O circuito mostrado na Figura 1 realiza a função integrada de proteção contra inversão de polaridade e sobretensão.A função de proteção contra sobretensão é analisada da seguinte forma: Quando Vin está na faixa de tensão de entrada normal, o regulador de tensão Z1 não entra em ruptura reversa, a corrente em R2 e R3 é basicamente 0, o Vbe do transistor P1 é 0, ou seja, o transistor PNP não está ligado, e o Vgs do transistor PMOS Q1 é determinado pelo divisor de tensão dos resistores R4 e R5. Vgs é maior que o limiar de condução, e o transistor PMOS é ligado, ou seja, a fonte de alimentação funciona normalmente; quando a entrada Vin é maior que a tensão de entrada normal, neste momento Vin>Vbr, o regulador de tensão entra em ruptura, o transistor PNP Q1 é ligado, VCE≈0, ou seja, o Vgs do transistor PMOS é ≈0, e o transistor PMOS é desligado, ou seja, a proteção contra sobretensão é alcançada.A função de proteção contra inversão de polaridade é analisada da seguinte forma: a proteção contra inversão de polaridade na entrada é realizada pelo transistor NMOS Q2. Quando o polo positivo da fonte de alimentação é aplicado a partir de Vin, a tensão de porta Vgs do transistor NMOS Q2 é alta. Nesse momento, Q2 é ativado, Q1, a carga RL e Q2 formam um circuito fechado, e o circuito funciona normalmente; quando o polo positivo da fonte de alimentação é invertido a partir do terminal negativo, Q2 é desativado, todo o circuito fechado é interrompido e o circuito para de funcionar, desempenhando assim a função de proteção contra inversão de polaridade. 

De acordo com a topologia do circuito de dois fios, a corrente de alimentação é modulada pelo sensor e retorna ao circuito de aquisição de sinal. Se a saída de energia não passar por nenhum processamento, caso o sensor entre em curto-circuito ou o usuário final o opere incorretamente, causando um curto-circuito, é muito provável que a alimentação seja danificada ou cause danos ao circuito de aquisição de sinal. Para evitar essa situação, é necessário adicionar um circuito limitador de corrente ao circuito que fornece 24 V ao sensor, limitando a corrente a uma faixa segura (por exemplo, abaixo de 30 mA) e evitando falhas catastróficas.A seguir, apresenta-se o circuito de proteção com limitação de corrente para fornecer energia de 24 V ao sensor durante o projeto do circuito de aquisição de interface de 4-20 mA. Quando a corrente é menor que a corrente limite Imax, a queda de tensão no resistor R1 é menor que a tensão de condução Vbe do transistor P1. Os resistores R3 e R4 dividem a tensão, criando uma diferença de potencial suficiente entre o source e o gate do transistor de efeito de campo Q1. Nesse ponto, o transistor P1 é cortado e o transistor Q1 conduz. O circuito está em estado de operação normal.Quando a corrente aumenta e ultrapassa a corrente limite Imax, a queda de tensão no resistor R1 é maior que a tensão de condução Vbe do transistor P1. Nesse instante, o transistor P1 está conduzindo. A tensão de entrada é aplicada diretamente ao gate do transistor de efeito de campo Q1. Nesse ponto, as tensões no source e no gate do transistor de efeito de campo Q1 são aproximadamente iguais, fazendo com que o transistor Q1 seja desligado e o circuito seja desconectado, entrando em estado de proteção. Isso evita danos à carga por sobrecorrente.Como a tensão de condução Vbe do MMBT2907A é de aproximadamente 0,7 V, e considerando que Vbe/R1 = 25 mA, pode-se concluir que a corrente limite é de aproximadamente 25 mA. Caso seja necessário ajustar a corrente limite, basta alterar o valor da resistência do resistor R1.

A principal razão para escolher fontes de alimentação duplas para sensores é atender aos requisitos de integridade do sinal, condições de operação do circuito e precisão da medição. Isso inclui os seguintes aspectos:1. Tratamento de sinais bidirecionais (sinais CA)Alguns sensores (como sensores de vibração, som e aceleração) emitem sinais bidirecionais, ou seja, que flutuam acima e abaixo do ponto de referência zero (tensões positivas e negativas). Se for utilizada apenas uma fonte de alimentação, o sinal do semiciclo negativo será truncado, resultando em distorção. Atualmente, o uso de fontes de alimentação positivas e negativas (como ±5V, ±12V) para fornecer tensões simétricas permite que o sinal flutue centrado em 0V, retendo a informação completa dos semiciclos positivo e negativo e evitando a distorção do sinal.2. Requisitos de operação do circuito internoMuitos sensores integram amplificadores operacionais ou circuitos analógicos para amplificação ou processamento de sinais em seus circuitos internos. Esses dispositivos requerem fontes de alimentação positiva e negativa para atingir:Projeto de circuito simplificado: Em um sistema de alimentação única, ao processar sinais CA, é necessário definir um "terra virtual", o que introduz ruído adicional e complexidade no projeto. Enquanto as fontes de alimentação positiva e negativa utilizam naturalmente o "terra" (0V) como ponto de referência, sem a necessidade de circuitos de polarização adicionais, isso simplifica o projeto e reduz o ruído.Maximizando a faixa dinâmica: Muitos sensores de alto desempenho e amplificadores operacionais requerem fontes de alimentação duplas para utilizar totalmente sua faixa de entrada/saída, evitar distorção não linear e melhorar a linearidade e a faixa dinâmica do sistema.3. Anti-interferência e supressão de ruídoO projeto de alimentação dupla pode reduzir a interferência de ruído de modo comum. O ruído de modo comum refere-se à diferença de tensão entre duas linhas de sinal e o terra. O uso de fontes de alimentação positiva e negativa pode reduzir efetivamente essa diferença de tensão, diminuindo assim a interferência de ruído de modo comum. Em ambientes industriais, em particular, a alimentação simétrica contribui para melhorar a relação sinal-ruído do sinal.

1. Princípio de funcionamento e tipos de sensores de aceleraçãoUm sensor de aceleração é um tipo comum de sensor que pode medir a aceleração e o ângulo de inclinação de objetos, sendo amplamente utilizado em indústrias, saúde, esportes e outras áreas. Os sensores de aceleração normalmente consistem em elementos sensores, circuitos de processamento de sinal e circuitos de interface, e podem detectar a aceleração de um objeto ou mudanças no estado de movimento, convertendo esses dados em sinais elétricos para saída.Atualmente, o mercado oferece dois tipos principais de sensores de aceleração: sensores analógicos e sensores digitais.A principal característica dos sensores digitais de aceleração é a facilidade de integração com sistemas digitais. No entanto, por vezes, para alcançar maior precisão, menor ruído e atender a diferentes requisitos de resposta dinâmica, controlando também os custos, tendemos a preferir sensores de aceleração com saída analógica.A Figura 1 mostra o fluxo de processamento do sinal de um acelerômetro típico com saída analógica. Geralmente, para melhorar a integração e reduzir custos, a amostragem do ADC e o processamento de filtragem digital são integrados internamente ao MCU ou DSP.   2. Projeto do filtro passa-baixa anti-aliasing do pré-ADCA adição de um filtro passa-baixa anti-aliasing na entrada do conversor analógico-digital (ADC) é crucial no projeto de um sistema de amostragem de sinal. De acordo com o teorema de Nyquist, a frequência de amostragem do ADC (fs) deve ser pelo menos o dobro da frequência mais alta (fmax) do sinal (ou seja, fs ≥ 2fmax) para reproduzir com precisão o sinal original sem distorção. Se o sinal de entrada contiver componentes com frequências superiores a fs/2 (conhecidas como frequência de Nyquist), esses componentes de alta frequência serão "dobrados" na faixa de baixa frequência, formando sinais falsos (aliasing). O aliasing contamina permanentemente o sinal útil e não pode ser eliminado por processamentos subsequentes. O sinal real pode conter ruído ou componentes de alta frequência inúteis (como interferência eletromagnética, harmônicos), que podem exceder fs/2, e mesmo que o próprio sinal de entrada tenha uma largura de banda limitada, o processo de amostragem do ADC (especialmente a discretização) introduzirá ruído de quantização. O filtro passa-baixa anti-aliasing pode reduzir o impacto do ruído de alta frequência. O filtro passa-baixa anti-aliasing é, na verdade, um filtro passa-baixa RC (resistor-capacitor), e sua frequência de corte fc geralmente é definida um pouco abaixo de fs/2, mas um pouco acima da largura de banda efetiva do sinal (por exemplo, para uma largura de banda de 100 Hz em um acelerômetro, fc é definida como 150 Hz), garantindo que apenas sinais com frequências abaixo da frequência de Nyquist passem. Se a frequência de amostragem do clock do ADC for de 2 kHz, a frequência de corte fc não deve ser superior a 1 kHz. A fórmula para calcular a frequência de corte fc é fc = 1/(2π×R×C). O filtro passa-baixa anti-aliasing é usado para reduzir o ruído de fundo e, assim, melhorar a resolução do acelerômetro. Geralmente, no projeto, a largura de banda é limitada à frequência mais baixa exigida pela aplicação para maximizar a resolução e a faixa dinâmica do acelerômetro.Na prática, se for utilizado o ADXL103 ou ADXL203 da ADI, o filtro passa-baixa interno já está integrado. A frequência de corte (ponto de -3dB) é determinada pelo capacitor externo C conectado ao terminal de saída, e somente conectando um capacitor em paralelo ao pino de saída e formando um filtro passa-baixa com o resistor de saída interno é possível obter as funções de anti-aliasing e supressão de ruído. O circuito de aplicação real é mostrado na Figura 2, e seu valor correspondente de fc = 5 µF/C.  3. Filtragem DigitalO sinal analógico passa por um filtro passa-baixa anti-aliasing e é enviado ao módulo ADC. Sob o pulso do clock de amostragem, um fluxo contínuo de dados é gerado. Nesse momento, os dados inevitavelmente ainda contêm ruído. Para filtrar o ruído, é necessário adotar a tecnologia de filtragem digital para processar os dados obtidos. Comparados aos filtros analógicos, os filtros digitais geralmente apresentam respostas de frequência mais estáveis, podem suprimir com precisão sinais fora da banda, possuem boa repetibilidade e podem ser implementados tanto em software puro quanto utilizando aceleração por hardware de filtros FIR (Resposta ao Impulso Finito) ou IIR (Resposta ao Impulso Infinita). A filtragem digital pode ser totalmente baseada em software ou implementada utilizando aceleração por hardware de filtros FIR ou IIR.Devido à alta ordem dos filtros FIR, eles consomem mais recursos computacionais e são mais adequados para execução em DSPs ou MCUs de alto desempenho. A expressão da equação de diferença entre eles é mostrada na figura a seguir.  Para um filtro FIR passa-baixa de 120ª ordem usando uma janela de Kaiser, a atenuação na banda de rejeição geralmente atinge mais de 60 dB. Comparados aos filtros IIR, os filtros FIR têm uma banda de transição mais ampla e um atraso de grupo maior, e sua resposta em tempo real não é tão rápida quanto a dos filtros IIR.Se os recursos computacionais forem limitados em uma plataforma embarcada ou para obter uma banda de transição mais íngreme, filtros IIR também podem ser usados. Comparados aos filtros FIR, os filtros IIR têm maior eficiência computacional (podem atingir alto desempenho com ordens mais baixas), apresentam mudanças de fase não lineares e são adequados para acelerômetros, mas podem ser instáveis. As posições dos polos precisam ser cuidadosamente otimizadas. A expressão geral da equação de diferença para filtros IIR é mostrada na figura a seguir. Um filtro digital passa-baixa IIR elíptico de 4ª ordem geralmente consegue uma atenuação na banda de rejeição superior a 60dB quando a ondulação na banda de passagem é de 0,5dB.Às vezes, para obter um resultado de saída suave, os dados de saída dentro de uma determinada janela do filtro mencionado são submetidos a uma filtragem de média recursiva para reduzir a influência do ruído. Dada uma sequência de sinal x[n] contendo N amostras, onde n é o índice da amostra (de 0 a N-1), a filtragem de média móvel é realizada deslizando uma janela de comprimento fixo M sobre a sequência de sinal e calculando a média das amostras dentro da janela. Para cada posição k da janela deslizante, a saída filtrada y[k] pode ser calculada usando a seguinte fórmula: O tamanho M da janela deslizante determina o grau de suavização. Uma janela maior pode suavizar o sinal com mais eficácia, mas pode resultar em uma resposta atrasada; uma janela menor pode responder às mudanças no sinal mais rapidamente, mas o efeito de suavização pode ser inferior. Normalmente, quando a frequência de amostragem do ADC é de 2000 Hz, M é definido como 10.

O sensor de saída de tensão normalmente fornece uma faixa de tensão de 0-5V ou 0-10V. Se optarmos por não usar um chip de conversão ADC externo devido a considerações de custo, mas sim amostrar o módulo ADC dentro do chip MCU, como a faixa de tensão de aquisição do ADC no STM32 é de 0-3,3V, nesse caso, precisaremos do circuito de amostragem mostrado na figura abaixo.Na figura, R1 e R2 formam um circuito divisor de tensão resistivo, que converte a tensão de entrada, que varia de 0 a 5 V, em uma faixa de tensão de aproximadamente 0 a 3 V. O amplificador operacional seguidor de tensão rail-to-rail subsequente desempenha a função de adaptação de impedância, isolando o sensor do módulo de amostragem do ADC e reduzindo a atenuação do sinal. Para evitar danos ao circuito do módulo ADC causados ​​por sobretensão e tensão negativa, diodos de proteção são adicionados à alimentação e ao terra, respectivamente, garantindo que a tensão de entrada do módulo ADC esteja sempre dentro da faixa de -0,7 V a 3,3 V ± 0,7 V. Ao mesmo tempo, para suprimir a influência de ruídos de alta frequência, um filtro passa-baixa RC precisa ser adicionado antes da amostragem do ADC. A frequência de corte do filtro passa-baixa deve ser selecionada de acordo com a largura de banda do sinal. Por exemplo, se a largura de banda do sinal for de 100 Hz, a frequência de corte pode ser definida para 100 Hz ou ligeiramente superior, como 1 kHz. Se R2 for 1,5K e C1 for 100nF, então a frequência de corte fc será aproximadamente igual a 1KHz. 

Se a comunicação entre o módulo sensor e o sistema do usuário for realizada por meio de UART, SPI ou métodos de E/S, geralmente, o nível de tensão da interface do módulo sensor é de 3,3 V, e o nível de tensão do sistema do usuário também é de 3,3 V. Normalmente, um método de conexão direta é viável. No entanto, se o nível de tensão da interface do sistema do usuário for de 1,8 V ou 5 V, quando o módulo interagir com o microcontrolador para troca de dados, devido à incompatibilidade dos níveis de tensão entre as duas partes, podem ocorrer falhas de comunicação, refluxo de corrente, consumo anormal de energia, anomalias de tensão e outros problemas. Este artigo apresentará alguns métodos comuns de correspondência de níveis de tensão, e os usuários poderão escolher o mais adequado de acordo com a situação específica.1. Use chips de conversão de nívelForneça as duas fontes de alimentação de conversão necessárias aos dois lados do chip de conversão e, em seguida, conecte os sinais de entrada e saída necessários da conversão às entradas e saídas do chip. Todas as etapas de conversão são realizadas internamente pelo chip. A figura a seguir mostra o circuito de conversão de nível usando o SN74LVC2T45DCTR.As vantagens desse sistema são a alta velocidade, a grande capacidade de condução e a facilidade de uso. A desvantagem é o custo relativamente elevado.2. Conversão de níveis usando MOSFETs ou transistoresConforme ilustrado na figura abaixo, este é um circuito de conversão de nível bidirecional.Primeiramente, vamos analisar a situação em que os dados são enviados de 3,3 V para 5 V. Quando o terminal UART1_TX está em nível alto, o MOSFET Q1 está em corte (cut-off) e o terminal UART2_RX é conectado à sua tensão de alimentação (pull-up). Quando o terminal UART1_TX está em nível baixo, o MOSFET Q1 conduz e o terminal UART2_RX é conectado ao nível baixo por Q1, completando a conversão de nível.Em segundo lugar, vamos analisar a situação em que os dados são enviados de 5V para 3,3V. Quando o terminal UART2_TX está em nível alto, tanto o MOSFET Q2 quanto o diodo de corpo estão em corte, e o UART1_RX é mantido em nível alto por R3. Quando o UART2_TX emite um nível baixo, o MOSFET não conduz, mas o diodo de corpo do MOSFET leva o UART1_RX para um nível baixo. Nesse ponto, Vgs é maior que a tensão de ativação, e o MOSFET conduz, reduzindo ainda mais a tensão do UART1_RX.Os MOSFETs também podem ser substituídos por transistores.A vantagem dessa solução é o seu baixo custo, enquanto a desvantagem é que a taxa de transmissão de dados geralmente não pode exceder 400 kbps.3. Utilizando resistores para divisão de tensão para converter níveisEsta solução utiliza apenas um tipo de componente - resistores, conforme mostrado na figura abaixo. Quando o módulo de nível 3,3V envia dados para a direita, ele passa apenas pelo resistor limitador de corrente, e o nível na extremidade receptora do cliente está dentro da faixa. Quando o cliente de nível 5V envia dados para a esquerda, ele usa dois resistores para dividir a tensão, e a tensão na extremidade receptora à esquerda é 5V * 2K / (1K + 2K) ≈ 3,3V.A vantagem dessa solução é o custo extremamente baixo e a facilidade de layout para placas de circuito impresso. A desvantagem é a baixa capacidade de transmissão, que impede atingir velocidades muito altas. Geralmente, a taxa de transmissão aplicada dessa forma não ultrapassa 100 kbps.

1. Princípio de comunicação RS422:(1) Modo de operação RS422: O RS422 suporta o modo de comunicação full-duplex, ou seja, os dados podem ser transmitidos bidirecionalmente ao mesmo tempo, isto é, dois pares de linhas diferenciais são usados ​​para envio e recebimento respectivamente, o que melhora a eficiência e a flexibilidade da comunicação.(2) Nível de sinal: O RS422 utiliza sinal diferencial para transmitir dados, ou seja, duas linhas de sinal (uma positiva e outra negativa) são usadas para transmitir dados. Possui forte capacidade anti-interferência e permite comunicação de longa distância e alta velocidade. Seu padrão de nível de sinal diferencial é o seguinte:① Transmissor: Ao transmitir o sinal lógico "1", a diferença de tensão entre a linha A e a linha B é de +2V a +6V; ao transmitir o sinal lógico "0", a diferença de tensão entre a linha A e a linha B é de -2V a -6V.② Receptor: Pode reconhecer tensões diferenciais tão baixas quanto ±200mV. Quando a tensão da linha A for superior à tensão da linha B em mais de 200mV, é reconhecida como lógica "1"; quando a tensão da linha A for inferior à tensão da linha B em mais de 200mV, é reconhecida como lógica "0".(3) Distância de transmissão: Com uma taxa de transmissão de 115200 baud, a distância máxima de transmissão do RS485 é geralmente de cerca de 1200 metros. Normalmente, a taxa de transmissão é inversamente proporcional à distância de transmissão, mas a distância real pode variar devido aos seguintes fatores:① Qualidade da linha de transmissão: O par trançado blindado de alta qualidade pode reduzir a atenuação e a interferência do sinal e estender a distância de transmissão;② Interferência eletromagnética ambiental: Um ambiente com forte interferência eletromagnética reduzirá a distância de transmissão;③ Resistência de adaptação de terminais: A instalação correta da resistência de terminais (geralmente 120 ohms) pode reduzir a reflexão do sinal, garantir a integridade do sinal e melhorar a qualidade da comunicação. Se for necessária uma distância maior, considere reduzir a taxa de transmissão (baud rate) ou usar um repetidor.(4) Capacidade de carga do transmissor: Um driver RS422 pode controlar até 10 receptores.(5) Método de conexão do resistor de adaptação de impedância: O RS422 pode ser conectado sem resistor de adaptação de impedância quando a distância for curta (geralmente não superior a 300 metros). Ao comunicar em longas distâncias, um resistor de 120 ohms pode ser conectado na extremidade receptora do sinal como resistor de adaptação de impedância. O resistor de adaptação de impedância pode absorver as ondas refletidas na rede e aumentar efetivamente a intensidade do sinal. (6)Proteção do circuito RS422 e supressão de interferências: Geralmente, são necessárias proteção antiestática (ESD), proteção contra sobrecorrente e supressão de ruído de modo comum. O princípio elétrico é mostrado na figura abaixo: Proteção antiestática (ESD): Conecte os diodos TVS ao terra nas linhas diferenciais A e B, respectivamente, para evitar interferência eletrostática no circuito subsequente e danos aos componentes.Proteção contra limitação de corrente: Conecte um resistor de baixa resistência em série nas linhas diferenciais A e B para evitar curto-circuito na linha de sinal ou sobrecorrente que danifique o chip de interface.Supressão de ruído de modo comum: Conecte os indutores de modo comum L1 e L2 em série nas linhas diferenciais A e B para suprimir a interferência de modo comum na linha e melhorar a capacidade anti-interferência do sistema. A faixa de seleção da impedância do indutor de modo comum é de 120 Ω/100 MHz a 2200 Ω/100 MHz, sendo o valor típico de 1000 Ω/100 MHz.As linhas diferenciais A e B de envio e recepção são conectadas ao terra e a capacitores para fornecer um caminho de retorno de baixa impedância para supressão de interferências e ruído de alta frequência em modo comum. A faixa de seleção do valor da capacitância é de 22 pF a 1000 pF, sendo o valor típico de 100 pF.2. Precauções para uso no local:(1) As linhas de sinal RS422 não podem ser encaminhadas juntamente com linhas de energia forte, e o princípio de separação de eletricidade forte e fraca deve ser seguido.(2) O método correto de conexão das linhas de sinal e das linhas de terra é o seguinte: as linhas A e B da extremidade transmissora devem ser conectadas às linhas A e B da extremidade receptora, e a linha de terra também deve ser conectada. O terra do sinal pode ser um par trançado não blindado adicional ou a camada de blindagem de um par trançado blindado. O barramento RS422 deve ser aterrado de forma confiável em um único ponto, ou seja, só pode haver um ponto aterrado em todo o barramento RS422, e não múltiplos pontos, pois o objetivo do aterramento é manter a tensão no fio terra (geralmente o fio blindado é usado como fio terra) consistente para evitar interferência de modo comum. Se vários pontos forem aterrados, isso será contraproducente.(3) Interferência de sinal causa comunicação instável e soluções: Se ocasionalmente não houver conexão de comunicação no local, isso pode ocorrer devido à interferência no sinal, afetando assim a continuidade do sinal. Isso requer o uso de cabos de par trançado blindados para transmissão de longa distância e um resistor de adaptação de impedância de 120 ohms conectado em paralelo no terminal receptor.(4) Seleção de cabo blindado: Opte por usar cabos de par trançado blindado de categoria 5e comuns, ou seja, cabos de rede. 3. Problemas comuns e soluções na comunicação RS422: ProblemaPossível causaSoluçãoFalha na comunicaçãoLinha erradaCertifique-se de que A+ e B- estejam conectados corretamente. Perda de dadosA distância de transmissão é muito longa ou a taxa é muito alta.Reduza a taxa de transmissão ou use um amplificador de relé.Interferência severa Interferência eletromagnética Utilize cabo de par trançado blindado e assegure um bom aterramento. Reflexão do sinalNenhuma correspondência de terminalAdicionar 120Ω resistor terminal no final do barramentoAnomalia na comunicação entre múltiplos dispositivosExceder o número máximo de dispositivos receptores.Reduza o número de terminais de recepção ou utilize RS-485 em vez disso.